含开关电容新型开关磁阻电机驱动系统功率变换器

  

      含开关电容新型开关磁阻电机驱动系统功率变换器,   中山南头出租路灯车, 中山南头租赁路灯车, 中山南头路灯车多少钱   新型功率变换器简介基于前面所述，传统非对称桥式控制模式灵活，可靠性很高，市场认可率也很强，但是由于其电压模式单一，不能适用于各种不同类型的场合，以及实现不同的工作模式下的最优状态。例如如前所述的，低速下，最好应采用低电压，减小开关损耗。高速下，最好应采用高电压，来提升驱动能力，增大恒转矩区。现有的驱动逆变器也在朝向多电平发展，但是一定程度上并不能完全满足理想状态，上面对较新颖使用的几种新驱动功率变换器也分别做了详细介绍，但是都不能很好的满足需求，或多或少都会造成其他的缺点，比如电容电压不能控制、影响功率变换器控制独立性、电平数还是太少等。考虑到非对称桥式逆变器市场认可度高，结构稳定，容错能力强等优点，本文基于非对称桥式逆变器，通过在非对称桥式逆变器加入前级电路，改变相绕组实际电平数，得到一种新型功率变换器。前级电路主要包括一个缓冲储能电感Ls，一个开关管Tc，三个二极管Du、Dd、Dc，两个电容C1、C2。其中开关管Tc和二极管Dc可以用一个具有反并联二极管的开关管代替。另外，缓冲储能电感Ls与开关管Tc构成Boost电路，进一步提升了电压，这个Boost电路与开关电容电路构成两级升压，大大提升了电压，从而适应驱动需求。除去前级部分，其余的与非对称桥式一致，每相都是需要两个桥臂，每个桥臂都是一个功率开关管和一个二极管构成。通过这种拓扑结构，两个电容C1、C2可以实现串联或者并联，串联和并联主要通过Tc、Dc切换。从而实现了多电平变换器，有助于提升转矩，拓宽恒转矩区。这种带开关电容的新型功率变换器共有五种运行模式。本文以驱动A相绕组La为例，分别分析其几种工作模式。在前级电路四个端点位置标记标号a、b、c、d。那么Vab表示端点ab间的电压，Vdc表示端点dc电压，IC1，IC2表示电容C1、C2各自的电流，A相绕组的相电压为VA，相电流为IA，缓冲储能电感电流Is。Vt表示功率开关的损耗，Vd表示二极管的损耗。C1、C2电容电压分别为Vc1、Vc2。若忽略C1、C2区别，则电压都可视为Vc。

      1、当S1、S2都闭合导通，且Tc也闭合导通。此时两个电容C1、C2通过开关管Tc串联放电，相绕组工作在励磁状态，相电流流经C1、C2、Tc、S1、S2、La。忽略功率器件损耗，相绕组两端的励磁相电压为Vc1+Vc2。另外，由于Tc也开通，缓21冲储能电感Ls工作在充电储能状态。

     2、当S1、S2都断开，但Tc闭合导通。此时两个电容C1、C2通过开关管Tc串联充电，相绕组工作在退磁状态，相电流流经C1、C2、Dc、D1、D2、La。相绕组两端的退磁相电压为-(Vc1+Vc2)。另外，由于Tc开通，缓冲储能电感Ls工作在充电储能状态。

     3、当S1、S2都闭合导通，但Tc断开。此时电容C1与Du构成支路与电容C2与Dd构成支路并联，相绕组工作在励磁状态。此时是两个电容电压自平衡的过程，电源Vs与缓冲储能电感Ls、电容C1与Du串联支路、电容C2与Dd串联支路这三个支路依据电容C1、C2电压情况，相互作用，相互平衡。相绕组的励磁电压的来源依据储能元件C1、C2、Ls情况，而有所区别。有可能电感Ls给C1、C2充电的同时，再给相绕组励磁；也有可能是电感Ls、C2给C1充电，或者电感Ls、C1给C2充电。但是相绕组的电压始终等于两电容的电压值最大值，即max（Vc1，Vc2）。这种状态下，电感放电。

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    4、当S1、S2其中一个断开，另一个闭合，但Tc断开。此时缓冲储能电感放电，两电容并联充电，且在这种状态下，两电容电势得到自动均衡。另外S1、D1、La构成零电压闭合回路，相绕组的相电压为0。

      5、当S1、S2其中一个断开，另一个闭合，但Tc闭合。此时缓冲电感充电。由于一相开关管闭合，S1、D1、La构成零电压闭合回路，相绕组的相电压为0。开关磁阻电机仿真调速系统如图3.7所示。整个调速系统包括角度判断模块、驱动控制器、功率变换器、开关磁阻电机、示波器五个模块。仿真过程中用IGBT作为开关器件。角度位置判断模块主要是由给定转速，获得三相角度位置信号。驱动控制器模块是根据从角度判断模块获得角度信号，另外根据控制方式不同也有不同的，比如电流斩波，控制器需要电流传感器获得的三相电流。最后，由于开关磁阻电机非线性，通过输入三相电压，由查表方式，查磁链、角度、电流表，以及电流、角度、转矩表得到相电流和相转矩，从而构成开关磁阻电机模块。其中开关磁阻电机选择的是2750rpm的基速，500A的峰值相电流，三相12/10电机。在500r/min转速电流斩波控制下，非对称桥式功率变换器与带开关电容的新型功率变换器的相电流相电压仿真波形如图3.8所示。可以看出通过给相绕组两端施加更高的电压，电流上升、下降速率明显加快。在500r/min转速电流斩波控制下，非对称桥式功率变换器与带开关电容的新型功率变换器的仿真对比结果如图3.9所示。可以看出在500r/min转速下，非对称桥式功率变换器输出最大平均转矩是341Nm。而带开关电容的新型功率变换器输出最大平均转矩是344Nm。可看出带开关电容的新型功率变换器相比较与非对称桥式功率变换器，输出转矩略有提升，但是提升并不明显。这主要是因为在低转速下，由于反向电动势并不大，电压的提升以及多电平的优点，并不能完全体现。  在2500r/min转速电流斩波控制下，非对称桥式功率变换器与带开关电容的新型功率变换器的仿真对比结果。由于高转速下，反向电动势很大，需要较高的供电电压，才能保障电机驱动。传统非对称桥式功率变换器在高转速下，不能提供足够的励磁、退磁电压，从而电流上升以及下降时间都会非常的长，从而会出现电流波形畸变，降低转矩，具体表现为在斩波控制方式下，电流无法平稳的进行斩波。但是由于带开关电容的新型功率变换器具有提升电压的作用，所以此时依旧能够保证电流波形，从而提升转矩。另外，非对称桥式变换器的输出最大平均转矩是297Nm，转矩纹波是63.3%，而带开关电容的新型功率变换器输出最大平均转矩是335Nm，转矩纹波是52.8%。其输出转矩高出非对称桥式变换器的11.3%。可以看出转矩得到大幅提升，还是转矩纹波也得到抑制。仿真结果与理论分析是一致的。

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